Grundprinzipien und Arbeitsweisen des Flyback-Schaltnetzteils
Grundprinzipien und Arbeitsweise
Grundlegend
Wenn der Transistor Trton geschaltet wird, fließt der Primärstrom Np des Transformators Ip und speichert Energie darin (E=LpIp/2). Da Np und Ns entgegengesetzte Polaritäten haben, ist die Diode D zu diesem Zeitpunkt in Sperrrichtung vorgespannt und abgeschaltet, und es wird keine Energie an die Last übertragen. Beim Schalten von Troff erzeugt die Primärwicklung des Transformators gemäß dem Lenzschen Gesetz: (e=-N△Φ/△T) ein Sperrpotential. Zu diesem Zeitpunkt leitet die Diode D in Vorwärtsrichtung und durch die Last fließt der Strom IL. Stationäre Wellenform des Sperrwandlers
Die Größe der Leitungszeit ton bestimmt die Amplitude von Ip und Vce:
Vcemax=VIN/1-Dmax
VIN: Eingangs-Gleichspannung; Dmax: maximaler Arbeitszyklus
Dmax=Tonne/T
Es ist ersichtlich, dass Dmax niedrig gehalten werden muss, um eine niedrige Kollektorspannung zu erhalten, d. h. Dmax<0.5. In practical applications, Dmax=0.4 is usually taken to limit Vcemax≦2.2VIN.
Der Kollektorbetriebsstrom Ie beim Schalten der Röhre Tron, also der primäre Spitzenstrom Ip, beträgt: Ic=Ip=IL/n. Da IL=Io, wenn Io konstant ist, bestimmt die Größe des Windungsverhältnisses n die Größe von Ic. Die obige Formel basiert auf dem Prinzip der Energieerhaltung und die Anzahl der primären und sekundären Amperewindungen ist gleich NpIp=NsIs. Ip kann auch mit der folgenden Methode ausgedrückt werden:
Ic=Ip=2po/(η*VIN*Dmax)η: Konvertereffizienz
Die Formel ergibt sich wie folgt:
Ausgangsleistung:po=LIp2η/2T
Eingangsspannung: VIN=Ldi/dt, unter der Annahme von di=Ip und 1/dt=f/Dmax, dann:
VIN=LIpf/Dmax oder Lp=VIN*Dmax/Ipf
Dann kann po wie folgt ausgedrückt werden:
po=ηVINfDmaxIp2/2fIp=1/2ηVINDmaxIp
∴Ip=2po/ηVINDmax
In der obigen Formel:
VIN: Minimale DC-Eingangsspannung (V)
Dmax: maximaler Leitungsarbeitszyklus
Lp: Primärinduktivität des Transformators (mH)
Ip: Spitzenstrom der Primärseite des Transformators (A)
f: Konvertierungsfrequenz (KHZ)
Arbeitsweise
Flyback-Transformatoren arbeiten im Allgemeinen in zwei Modi:
1. Induktorstrom-Diskontinuierlicher Modus DCM (DiscontinuousInductorCurrentMode) oder „vollständige Energieumwandlung“: Die gesamte bei ton im Transformator gespeicherte Energie wird während der Rücklaufperiode (toff) an den Ausgang übertragen.
2. Induktorstrom-Dauerbetrieb CCM (ContinuousInductorCurrentMode) oder „unvollständige Energieumwandlung“: Ein Teil der im Transformator gespeicherten Energie bleibt am Ende von toff bis zum Beginn des nächsten ton-Zyklus erhalten.
DCM und CCM unterscheiden sich stark hinsichtlich der Kleinsignalübertragungsfunktionen. Ihre Wellenformen sind in Abbildung 3 dargestellt. Tatsächlich müssen zwei Arbeitsmodi überbrückt werden, wenn sich die Eingangsspannung VIN des Wandlers innerhalb eines großen Bereichs ändert oder sich der Laststrom IL innerhalb eines großen Bereichs ändert. Daher muss der Sperrwandler in DCM/CCM stabil arbeiten. Das Design ist jedoch schwieriger. Normalerweise können wir den kritischen Zustand von DCM/CCM als Designgrundlage verwenden. Gekoppelt mit der Strommodussteuerung pWM. Diese Methode kann verschiedene Probleme in DCM wirksam lösen, beseitigt jedoch nicht das inhärente Instabilitätsproblem der Schaltung in CCM. CCM kann gelöst werden, indem die Verstärkung der Regelschleife angepasst wird, um das Niederfrequenzband zu trennen und die Einschwinggeschwindigkeit zu reduzieren. Die Instabilität wird durch die „rechte Halbebene Null“ der Übertragungsfunktion verursacht.
DCM und CCM unterscheiden sich stark hinsichtlich der Kleinsignalübertragungsfunktionen.
DCM/CCM Primär- und Sekundärstromwellenformdiagramm
Tatsächlich muss der Wandler zwei Betriebsarten abdecken, wenn sich die Eingangsspannung VIN oder der Laststrom IL innerhalb eines großen Bereichs ändert. Daher benötigt der Sperrwandler DCM/CCM, damit beide stabil arbeiten können. Das Design ist jedoch schwieriger. Normalerweise können wir den kritischen Zustand von DCM/CCM als Designgrundlage verwenden und die Strommodussteuerung pWM verwenden. Diese Methode kann verschiedene Probleme in DCM effektiv lösen, aber während CCM gibt es kein inhärentes Instabilitätsproblem in der Schaltung. Die durch den „Nullpunkt der rechten Halbebene“ der Übertragungsfunktion in CCM verursachte Instabilität kann gelöst werden, indem die Verstärkung der Regelschleife angepasst wird, um das Niederfrequenzband zu trennen und die Übergangsreaktionsgeschwindigkeit zu verringern.
In einem stabilen Zustand muss die Änderung des magnetischen Flussinkrements ΔΦ bei ton gleich der Änderung bei „toff“ sein, da sonst der magnetische Kern gesättigt ist.
daher,
ΔΦ=VINton/Np=Vs*toff/Ns
Das heißt, der Volt/Sekunde-Wert jeder Windung der Primärwicklung des Transformators muss gleich dem Volt/Sekunde-Wert jeder Windung der Sekundärwicklung sein.
Vergleicht man die Stromwellenformen von DCM und CCM in Abbildung 3, erkennt man, dass während der Trton-Periode im DCM-Zustand die gesamte Energieübertragungswellenform einen höheren primären Spitzenstrom aufweist. Dies liegt daran, dass der primäre Induktivitätswert Lp relativ niedrig ist, wodurch Ip stark ansteigt. Der negative Effekt der Erhöhung besteht in einer Erhöhung des Wicklungsverlusts (Wicklungsverlust) und des Welligkeitsstroms des Eingangsfilterkondensators, was eine hohe Strombelastbarkeit des Schalttransistors erfordert, um sicher zu arbeiten.
Im CCM-Zustand ist der Spitzenstrom der Primärseite niedrig, aber der Schaltkristall hat im Ton-Zustand einen hohen Kollektorstromwert. Dies führt zu einem hohen Stromverbrauch des Schaltkristalls. Gleichzeitig ist zum Erreichen von CCM eine höhere Primärspannung des Transformators erforderlich. Der Seiteninduktivitätswert Lp und die im Transformatorkern gespeicherte Restenergie erfordern, dass das Volumen des Transformators größer ist als das von DCM, während andere Koeffizienten gleich sind.
Zusammenfassend lässt sich sagen, dass das Design von DCM- und CCM-Transformatoren grundsätzlich gleich ist, mit Ausnahme der Definition des Spitzenstroms auf der Primärseite (Ip=Imax-Imin in CCM).
