Bringen Sie Ihnen 6 Fähigkeiten im Bereich Stromversorgungsdesign bei
01 Ferrit-Magnetverstärker im Flyback-Netzteil
Bei einer Flyback-Versorgung mit zwei Ausgängen und Wirkleistung an beiden Ausgängen (5 V 2 A und 12 V 3 A, beide um ± 5 Prozent geregelt), geht die Spannung bei Erreichen von 12 V in einen Nulllastzustand über und kann sich nicht innerhalb der 5-Prozent-Grenze anpassen. Ein Linearregler ist eine praktikable Lösung, aber aufgrund seiner hohen Kosten und Effizienzverluste immer noch nicht ideal.
Unsere vorgeschlagene Lösung besteht darin, einen magnetischen Verstärker am 12-V-Ausgang zu verwenden, es kann sogar eine Flyback-Topologie verwendet werden. Um die Kosten zu senken, wird die Verwendung eines Ferrit-Magnetverstärkers empfohlen. Der Steuerkreis des Ferrit-Magnetverstärkers unterscheidet sich jedoch von dem des herkömmlichen rechteckigen Hystereseschleifenmaterials (Material mit hoher magnetischer Permeabilität). Der Steuerschaltkreis des Ferrits (D1 und Q1) leitet Strom ab, um die Leistung am Ausgang aufrechtzuerhalten. Diese Schaltung wurde gründlich getestet. Die Transformatorwicklungen sind für 5V- und 13V-Ausgang ausgelegt. Die Schaltung kann sogar eine Eingangsleistung von unter -1W erreichen (5 V 300 mW und 12 V Nulllast) und gleichzeitig eine Regelung des 12-V-Ausgangs um ±5 Prozent erreichen.
02 Verwenden Sie den vorhandenen Lichtbogen-Crowbar-Schaltkreis, um einen Überstromschutz bereitzustellen
Erwägen Sie Flyback-Versorgungen mit 5 V 2 A und 12 V 3 A. Eine der wichtigsten Spezifikationen dieses Netzteils ist der Überspannungsschutz (OPP) am 5-V-Ausgang, wenn der 12-V-Ausgang keine oder nur eine sehr geringe Last erreicht. Für beide Ausgänge ist eine Spannungsregelung von ±5 Prozent erforderlich.
Bei gängigen Lösungen verschlechtert die Verwendung von Messwiderständen die Querregulierungsleistung und Sicherungen sind teuer. Mittlerweile sind jedoch Crowbar-Schaltungen für den Überspannungsschutz (OVP) verfügbar. Diese Schaltung ist in der Lage, sowohl OPP- als auch Spannungsregelungsanforderungen zu erfüllen, was durch die Verwendung einer Teillichtbogen-Crowbar-Schaltung erreicht werden kann.
R1 und VR1 bilden eine aktive Vorspannung am 12-V-Ausgang, die eine 12-V-Regelung ermöglicht, wenn der 12-V-Ausgang leicht belastet ist. Wenn der 5-V-Ausgang überlastet ist, sinkt die Spannung am 5-V-Ausgang. Ersatzlasten ziehen viel Strom. Ein Spannungsabfall an R1 kann verwendet werden, um diesen großen Strom zu erfassen. Q1 schaltet sich ein und löst den OPP-Schaltkreis aus.
03 Aktiver Shunt-Regler und Vorspannung
Flyback ist derzeit die beliebteste Topologie im Bereich der Umschaltung von Stromversorgungsprodukten von Netz-Wechselstrom auf Niederspannungs-Gleichstrom. Ein Hauptgrund dafür ist die einzigartige Kosteneffizienz der Bereitstellung mehrerer Ausgangsspannungen durch einfaches Hinzufügen zusätzlicher Wicklungen zur Sekundärseite des Transformators.
Typischerweise kommt die Rückmeldung von der Ausgabe mit den engsten Ausgabetoleranzanforderungen. Dieser Ausgang definiert dann die Windungen pro Volt für alle anderen Sekundärwicklungen. Aufgrund von Streuinduktivitätseffekten können die Ausgänge nicht immer die gewünschte Querregelung der Ausgangsspannung erreichen, insbesondere wenn ein bestimmter Ausgang möglicherweise unbelastet oder nur sehr leicht belastet ist, weil die anderen Ausgänge voll belastet sind.
Um zu verhindern, dass die Spannung am Ausgang unter solchen Bedingungen ansteigt, kann ein Nachregler oder eine Ersatzlast eingesetzt werden. Aufgrund der erhöhten Kosten und der verringerten Effizienz von Nachreglern oder Ersatzlasten waren sie jedoch nicht ausreichend attraktiv, insbesondere in den letzten Jahren für den Leerlauf- und/oder Standby-Eingangsstromverbrauch in vielen Verbraucheranwendungen. Unter der Bedingung immer strengerer regulatorischer Anforderungen begann dieses Design zu vernachlässigen. Der in Abbildung 3 dargestellte aktive Shunt-Regler löst nicht nur das Problem der Spannungsregelung, sondern minimiert auch die Auswirkungen auf Kosten und Effizienz.
Die Schaltung funktioniert wie folgt: Wenn beide Ausgänge geregelt sind, spannen die Widerstandsteiler R14 und R13 den Transistor Q5 vor, wodurch Q4 und Q1 ausgeschaltet bleiben. Unter diesen Betriebsbedingungen wirkt der Strom durch Q5 als kleine Vorspannung auf den 5-V-Ausgang.
Der Standardunterschied zwischen dem 5-V-Ausgang und dem 3,3-V-Ausgang beträgt 1,7 V. Wenn die Last zusätzlichen Strom vom 3,3-V-Ausgang benötigt, ohne dass der Laststrom vom 5-V-Ausgang gleich stark ansteigt, erhöht sich die Ausgangsspannung im Vergleich zum 3,3-V-Ausgang. Bei einer Spannungsdifferenz von mehr als etwa 100 mV wird Q5 vorgespannt, wodurch Q4 und Q1 eingeschaltet werden und Strom vom 5-V-Ausgang zum 3,3-V-Ausgang fließen kann. Dieser Strom senkt die Spannung am 5-V-Ausgang und verringert so die Spannungsdifferenz zwischen den beiden Ausgängen.
Die Stromstärke in Q1 wird durch die Spannungsdifferenz an den beiden Ausgängen bestimmt. Daher kann die Schaltung beide Ausgänge unabhängig von ihrer Belastung geregelt halten, selbst im schlimmsten Fall, wenn der 3,3-V-Ausgang vollständig belastet und der 5-V-Ausgang entlastet ist. Q5 und Q4 sorgen im Design für einen Temperaturausgleich, da sich die VBE-Temperaturänderungen in jedem Transistor gegenseitig aufheben. Die Dioden D8 und D9 sind nicht erforderlich, können jedoch zur Reduzierung der Verlustleistung in Q1 verwendet werden, sodass kein Kühlkörper zum Design hinzugefügt werden muss.
Der Schaltkreis reagiert nur auf die relative Differenz zwischen den beiden Spannungen und ist bei Voll- und Schwachlastbedingungen weitgehend inaktiv. Da der Shunt-Regler vom 5-V-Ausgang mit dem 3,3-V-Ausgang verbunden ist, kann die Schaltung die aktive Verlustleistung im Vergleich zu einem geerdeten Shunt-Regler um 66 Prozent reduzieren. Das Ergebnis ist ein hoher Wirkungsgrad bei Volllast und ein geringer Stromverbrauch bei geringer bis keiner Last.
04 Schaltnetzteil mit Hochspannungseingang und StackFET
Industrieanlagen, die mit dreiphasigem Wechselstrom betrieben werden, benötigen häufig eine Hilfsstromstufe, die geregelten Niederspannungs-Gleichstrom für analoge und digitale Schaltkreise liefern kann. Beispiele für solche Anwendungen sind Industrieantriebe, USV-Systeme und Energiezähler.
Die Spezifikationen für diese Art von Stromversorgung sind viel strenger als die, die für handelsübliche Schalter erforderlich sind. Bei diesen Anwendungen sind nicht nur die Eingangsspannungen höher, sondern Geräte, die für dreiphasige Anwendungen in Industrieumgebungen konzipiert sind, müssen auch sehr starke Schwankungen tolerieren – einschließlich längerer Einbruchzeiten, Spannungsspitzen und dem gelegentlichen Ausfall einer oder mehrerer Phasen. Außerdem kann der spezifizierte Eingangsspannungsbereich für diese Hilfsversorgungen bis zu 57 VAC bis 580 VAC betragen.
Die Entwicklung eines solchen Weitbereichs-Schaltnetzteils kann eine Herausforderung darstellen, vor allem aufgrund der hohen Kosten von Hochspannungs-MOSFETs und der Begrenzung des Dynamikbereichs herkömmlicher PWM-Regelkreise. Die StackFET-Technologie ermöglicht die Kombination kostengünstiger 600-V-Niederspannungs-MOSFETs und integrierter Netzteil-Controller von Power Integrations und ermöglicht so ein einfaches und kostengünstiges Design von Schaltnetzteilen, die über einen weiten Eingangsspannungsbereich betrieben werden können.
Die Schaltung funktioniert wie folgt: Der Strom am Eingang der Schaltung kann aus einem dreiphasigen Dreileiter- oder Vierleitersystem oder auch aus einem Einphasensystem stammen. Der Dreiphasengleichrichter besteht aus den Dioden D1-D8. Widerstände R1-R4 begrenzen den Einschaltstrom. Werden Schmelzwiderstände verwendet, können diese Widerstände im Fehlerfall sicher abgeschaltet werden, ohne dass eine separate Sicherung erforderlich ist. Der Pi-Filter besteht aus C5, C6, C7, C8 und L1, um die gleichgerichtete Gleichspannung zu filtern.
Die Widerstände R13 und R15 dienen zum Spannungsausgleich zwischen den Eingangsfilterkondensatoren. Wenn der MOSFET im integrierten Schalter (U1) einschaltet, wird die Source von Q1 auf Low gezogen, R6, R7 und R8 liefern Gate-Strom und die Sperrschichtkapazität von VR1 zu VR3 schaltet Q1 ein. Die Zenerdiode VR4 wird verwendet, um die an Q1 angelegte Gate-Source-Spannung zu begrenzen. Wenn der MOSFET in U1 ausgeschaltet ist, wird die maximale Drain-Spannung von U1 durch ein 450-V-Klemmnetzwerk bestehend aus VR1, VR2 und VR3 begrenzt. Dadurch wird die Drain-Spannung von U1 auf ca. 450 V begrenzt.
Jede zusätzliche Spannung am Ende der an Q1 angeschlossenen Wicklung wird an Q1 angelegt. Dieses Design verteilt die gesamte gleichgerichtete Eingangsgleichspannung und Rücklaufspannung effizient zwischen Q1 und U1. Der Widerstand R9 wird verwendet, um hochfrequente Schwingungen während des Schaltens zu begrenzen, und das Klemmnetzwerk VR5, D9 und R10 wird verwendet, um die Spitzenspannung auf der Primärseite aufgrund der Streuinduktivität während des Rücklaufintervalls zu begrenzen.
Die Ausgangsgleichrichtung erfolgt durch D1. C2 ist der Ausgangsfilter. L2 und C3 bilden einen Sekundärfilter, um die Schaltwelligkeit am Ausgang zu reduzieren.
VR6 schaltet sich ein, wenn die Ausgangsspannung den gesamten Spannungsabfall zwischen der Optokopplerdiode und VR6 überschreitet. Eine Änderung der Ausgangsspannung führt zu einer Änderung des Stromflusses durch die Optokopplerdiode in U2, was wiederum den Stromfluss durch den Transistor in U2B ändert. Wenn dieser Strom den FB-Pin-Schwellenstrom von U1 überschreitet, wird der nächste Zyklus gesperrt. Die Ausgangsregulierung kann durch Steuerung der Anzahl der Aktivierungs- und Deaktivierungszyklen erreicht werden. Sobald ein Schaltzyklus eingeschaltet ist, endet der Zyklus, wenn der Strom auf die interne Stromgrenze von U1 ansteigt. R11 wird verwendet, um den Strom durch den Optokoppler bei transienten Lasten zu begrenzen und die Verstärkung der Rückkopplungsschleife anzupassen. Der Widerstand R12 dient zur Vorspannung der Zenerdiode VR6.
IC U1 (LNK 304) verfügt über integrierte Funktionen, so dass die Schaltung vor Verlust des Rückkopplungssignals, Kurzschluss am Ausgang und Überlast geschützt ist. Da U1 direkt über seinen DRAIN-Pin mit Strom versorgt wird, ist keine zusätzliche Vorspannungswicklung am Transformator erforderlich. C4 dient der internen Versorgungsentkopplung.
05 Eine gute Auswahl an Gleichrichterdioden kann EMI-Filterschaltungen in AC/DC-Wandlern vereinfachen und deren Kosten senken
Diese Schaltung kann EMI-Filterschaltungen in AC/DC-Wandlern vereinfachen und deren Kosten senken. Um ein AC/DC-Netzteil EMI-konform zu machen, ist die Verwendung einer großen Anzahl von EMI-Filterkomponenten wie X- und Y-Kondensatoren erforderlich. Standard-Eingangsschaltungen für AC/DC-Netzteile umfassen einen Brückengleichrichter zur Gleichrichtung der Eingangsspannung (typischerweise 50-60 Hz). Da es sich um eine niederfrequente AC-Eingangsspannung handelt, können Standarddioden wie die Diodenserie 1N400X verwendet werden, auch weil diese am kostengünstigsten sind.
Diese Filtergeräte werden verwendet, um die von der Stromversorgung erzeugten EMI zu reduzieren und die veröffentlichten EMI-Grenzwerte einzuhalten. Da die Messungen zur EMI-Aufzeichnung jedoch erst bei 150 kHz beginnen und die Netzwechselfrequenz nur 50 oder 60 Hz beträgt, beträgt die Sperrverzögerungszeit von Standarddioden (siehe Abbildung 5-1), die in Brückengleichrichtern verwendet werden relativ langsam. langwierig und steht normalerweise nicht in direktem Zusammenhang mit der EMI-Erzeugung.
Allerdings enthielten Eingangsfilterschaltungen in der Vergangenheit manchmal Kondensatoren parallel zum Brückengleichrichter, um jegliche Hochfrequenzwellenformen zu unterdrücken, die durch die Gleichrichtung der Niederfrequenz-Eingangsspannung verursacht wurden.
Diese Kondensatoren werden nicht benötigt, wenn im Brückengleichrichter schnelle Freilaufdioden verwendet werden. Wenn die Spannung an diesen Dioden beginnt, sich umzukehren, erholen sie sich sehr schnell (siehe Abbildung 5-2). Dies reduziert die induktive Streuerregung in der AC-Eingangsleitung, indem nachfolgende Hochfrequenz-Ausschaltvorgänge und elektromagnetische Störungen reduziert werden. Da jeder Halbzyklus zwei Dioden leiten kann, müssen nur zwei der vier Dioden vom Typ Fast Recovery sein. Ebenso muss nur eine der beiden Dioden, die jede Halbwelle leitet, eine schnelle Erholungscharakteristik haben.
Die Eingangsspannungs- und Stromwellenformen zeigen den Diodenbruch am Ende der Rückwärtserholung.
06 Verwenden Sie Soft-Start, um kostengünstige Ausgänge zu deaktivieren und Stromspitzen einzudämmen
Um die strengen Spezifikationen für die Standby-Stromversorgung zu erfüllen, sind einige Netzteile mit mehreren Ausgängen so konzipiert, dass sie den Ausgang trennen, wenn das Standby-Signal aktiv ist.
Typischerweise wird dies durch Abschalten eines Serien-Bypass-Bipolartransistors (BJT) oder MOSFET erreicht. Für Niederstromausgänge können BJTs eine geeignete und kostengünstigere Alternative zu MOSFETs sein, wenn der Leistungstransformator unter Berücksichtigung des zusätzlichen Spannungsabfalls an den Transistoren ausgelegt ist.
